摘要：本文介紹了一種新能源電動汽車上用驅動電機控制器IGBT驅動電源方案的設計分析及其驗證，通過對基本Buck-boost拓撲研究變換到Flyback電路，通過對LTC1871電流驅動芯片的應用設計、分析，設計反激變壓器參數目標需求匹配驅動電路，通過PWM供電、NMOS驅動、電流檢測、反饋輸出電壓跟蹤閉環(huán)調節(jié)，實現滿足一款Infineon的驅動芯片1ED020I12芯片的驅動電路系統(tǒng)，本方案通過原理設計、電路仿真及電路臺架測試，驗證了系統(tǒng)性能、安全性高，同時可以通過較少的外圍電路實現可靠的供電驅動，降低了電控的成本。

關鍵詞：升降壓變換器；反激；反激變壓器；IGBT；脈寬調制

電機控制器是新能源汽車電控產品中一個復雜的系統(tǒng)，其產品價值量較大，涉及的領域較多，有電力電子、微電子、控制理論及電磁兼容 (electro magnetic compatibility, EMC)、電氣安全等，其中涉及到的信號控制交互有電源信號、模擬量和數字量信號采集、控制反饋、使能的控制和驅動，涉及到高壓達到幾百 V，低壓幾 V 甚至更低，然而，在整個系統(tǒng)中兼顧高低壓同時存在控制輸入和輸出均需要處理，這個系統(tǒng)在電機控制器里面就是絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）驅動電源的供電驅動電路，目前，在電機控制器中由于涉及到驅動 IGBT 的電源應用絕大部 分都是反激 (flyback）電路系統(tǒng)，升降壓變換器（buckboost）拓撲演變而來，因為其輸出與輸入的關系，也稱作反激電路，這個變壓器也稱為反激變壓器，同時也因為其功率整體較小，一般 15 W 左右，作為系統(tǒng)的一部分，去除變壓器后，將其電路單端初級電感式轉換器 (single ended primary inductor converter, SEPIC) 拓撲應用在電機控制器的 DC-DC 電路中，給系統(tǒng)低壓供電，這個電路輸入 9-16 V，輸出 12 V，究其原因，主要還是變壓器的功率設計和功耗及結構的制約，上述電路在整體上大部分相同或相似但卻無法實現功能的同時還可以實現輸入和輸出的隔離及經濟性和可靠性。為了更好地將 Flyback 電路應用在新能源汽車驅動 IGBT 上，先概述下 buck 電路，也就是降壓電路，這個相對于 boost 升壓電路，參考如圖 2，電源電路中，通常都是需要電感、NMOSFET 及二極管、電容，再加上一些輔助電阻或光耦電路來完成，實現整個的電壓轉換 DC-DC。另外，如下圖 1，拓撲結構中，還需要一個最為重要的控制反饋系統(tǒng)來實現 PWM 輸出控制，相對于新能源汽車中 OBC 的 PFC 電路不同，這個 PWM 通常是一個具有電流型 PWM 芯片來完成，具備每個周期調節(jié)及過閾值保護功能，無需要再通過專用額外的 DSP 芯片來實現控制，目前這樣的控制芯片，各大主流芯片廠家都有，如 TI 的 UC3844、UC3846 等，LinearTech 推出的 LTC1871 等都是非常卓越的芯片，這類是已經根據負載調整其占空比及電流反饋環(huán)節(jié)，根據負載端反饋同時實現原有的電壓反饋，本文是基于反激電源原理 LTC1871 設計一個 IGBT 驅動電源電路系統(tǒng)。

1 方案控制設計

如下圖 1，本方案是基于 LTC1871 電流型 PWM 芯片為核心建立一個雙閉環(huán)穩(wěn)定的一階系統(tǒng)，通過對輸出電壓反饋應用的控制，可以實現在輸入直流電壓波動的 情況下，通常波動范圍在 9-16 V，對 IGBT 驅動芯片的供電進行控制及調節(jié)監(jiān)控使得其在不同負載狀態(tài)下，如空載、輕載和滿載均能可靠輸出驅動，保證電機控制器供電安全，尤其是在 IGBT 開關控制和導通時能保證平穩(wěn)工作，實現 IGBT 驅動供電在正電壓、零電壓、負電壓下可以全時序工作，驅動電源通常的電壓典型值有+15 V、0 V、-8 V 等值。

電流及電壓控制系統(tǒng)遵循如下圖 1 的傳輸控制，輸入電壓、算法計算、PI 調節(jié)控制、PWM 生成控制、電流芯片輸出、NMOSFET 驅動及電流采集檢測、轉換反饋，輸出電壓反饋給輸入電壓回路再進行誤差比較達到輸出穩(wěn)定。

上述圖 1 的系統(tǒng)原理用電路拓撲可表示成如下圖 2 的拓撲基本變換：輸入電壓經過 Q2004，為開關控制功率器件 NMOSFET 管，其耐壓、導通、輸出電流需要承擔一定負載及帶載切換能力，如導通關斷應力等，NMOSFET 的 G 極控制信號為 PWM 信號，其電平幅值約 1 ～ 4 V PWM 高頻信號，頻率可達 80 ～ 150 kHz，占空比 0 ～ 95%， 實際考慮到諧波因素等，通?？刂圃?50% 左右，根據配置電流芯片控制需求，輸出檢流電阻，輸出儲能電感，導通時充電，關斷時放電及輸出濾波功能。續(xù)流二極管在其導通時， LC 形成回路并對 DC 輸出形成濾波。根據輸出電感結構重組，調整電路信號二極管方向和 GND，變成似共模線圈、共模電感結構，并將輸入輸出斷開做成繞組變壓器結構，這個結果就從電感變化成變壓器，通過繞組的裂變實現電壓的遷移轉化實現本方案的 LTC1871 拓撲驅動電源。

2 設計目標

根據電機控制器驅動芯片 1ED020I2 及 IGBT 型號為 AIKQ120N60CT 要求，目標如下：

通過前面 PWM 輸出信號控制 NMOSFET 進行驅 動，然后通過變壓器的驅動輸出得到 +15 V 給驅動芯片 1ED020I12 實現正負電壓供電，得到 5 V 電壓源反饋給 系統(tǒng)并同時可以作為供電電壓輸出給電機控制器內部使用，保證供電穩(wěn)定性，并反饋輸出電壓給反激驅動電路， 通過變壓器開關輸出實現負反饋過程。最終達到供電驅動、采集、反饋輸出循環(huán)穩(wěn)定系統(tǒng)。變壓器的吸收 RC 和 NMOSFET 檢流電阻及反饋直接影響到 5 V 電壓源輸出，并影響到 VO 電壓的幅值調節(jié)，如果作為 IGBT 高壓采集系統(tǒng)供電，還會影響到母線采集，因此需要重點關注。

（1）通過NMOS管的Vds波形的變化可知，變更前，MOS 管存在未能按照開關信號快速進行開關動作不變或滯后，且在調整 Vin 過程中，開關信號占空比不自動調整，由于變壓器的原因，最大占空比會受到一定的限制，這導致開關電源的輸出功率能力不足；設計優(yōu)化點考慮調整 PWM 輸出及反饋，使得 MOS 管根據開關信號快速動作，且開關信號占空比隨 Vin 的變化而相應的進行調整，很好地提高了開關電源的輸出功率能力。

圖 3 說明基于 LTC1871 設計一種 Flyback 控制驅動電路，其上圖為控制信號原理，下圖為電路設計原理，電路中根據前述的設計目標，進行變壓器的設計，主要關聯如下幾個重要參數變量，需要定制化其電感量，在 10 Hz 下，大約 28.05 μH 輸入端，輸出端的直流電阻 1.7 Ω、1.8 Ω、0.1 Ω，滿足驅動三相正極 80 mA，輸出電源 5 V 隔離需求 0.5 A，其中額定需求滿載能力較小，15~20 mA，滿足啟動需求。變壓器的 P10 為 Drain 極， 作為輸入信號，P9 為 DC 輸入，9~16 V 范圍，信號經過輸入電感后再進入變壓器輸入端，變壓器的 P10 連接 NMOSFET，通過 MOSFET 根據開關信號快速動作，開關信號占比跟隨 Vin 變化而相應的進行調整，調節(jié)變壓 器的占空比，實現驅動電流負載應用變化能力?？赏ㄟ^調整變壓器耦合連接阻值 RC 進行調整。占空比越大，輸出電壓值越高，NMOSFET 和二極管承受的電壓應力越大。

當 NMOSFET 導通時，變壓器的原邊有電流流過，由于電流不同相位，副邊沒有電流，當 NMOSFET 關斷時，副邊的二極管導通給負載提供能量產生電壓電流 輸出。依據電路分析，確定變壓器的初次級主要匝數比，保證電感尖峰產生的電流和電壓能夠匹配 NMOSFET 的性能參數，保證 Np：Ns 處于合理范圍內:

滿足設計需求。根據開關二極管電流等同于輸入電流原則，根據電路參數計算輸出電壓：當線圈處于 CCM 時：

圖4 Tansformer原邊和副變結構及輸出電流波

3 仿真

從 Pspice 仿真上看，進行輸入和輸出各參數進行仿真觀測各變量是否存在異常，需要更新調整部分參數和閾值，使得輸入電壓 PWM、Vds、V0（包含 V01 和 V02 等），ID。下圖中波形從上往下，依次為變壓器副邊輸出端二極管后輸出電壓 V02( 圖 3 上圖中變壓器輸出第一級），輸出變壓器副邊輸出端二極管輸出電壓 V01( 圖 3 上圖中變壓器輸出從上至下第四級），NMOSFET 輸出電流 ID，NMOSFET 輸入端的 PWM 控制波形；通過對輸入端 9-10 中控制信息輸入 PWM 進行仿真、仿真各主要參數還有輸出 V01 和 V02， NMOSFET 的輸出電流 ID 以及反饋端輸出電壓，通過圖 5 波形來看，基本達到了驅動需求波形，但是輸出 V01 和 V02 電壓存在微小波動在 50 μs 內，波動范圍約 100 mV，紅色波形為 ID 電流波形，是 Nmos 輸出電流，從波形上看，基本維持值在 3 A 左右，波形走向趨勢基本一致，整體來看，波形較為干凈，在 1 μs 內無雜波，周期約 70 ms，與此波形周期高度重合的時約幅值 5 V 的 PWM 控制波形，波形正常無振蕩諧波，高低電平幅值符合 LTC1871 芯片輸出參數要求，通過上述各類波形周期性測試，在更長的周期內未有發(fā)現新的諧波及振蕩，說明圖 3 電路設計穩(wěn)定，參數取值整體合理可控，為后面臺架測試實現理論可靠性依據。

4 電路測試

IGBT 驅動供電電路系統(tǒng)搭建完成，進行臺架測試，保證在靜態(tài)、高壓開啟、帶轉速帶載時，能滿負荷輸出保證 IGBT 的驅動供電，通過上下橋臂導通切換，實現變壓器及回路帶載能力驗證，波形及導通時間是否異常，通過變壓器的參數調整，驗證驅動波形有無受到限制。從下圖來看 Vds 出現振蕩，存在 0.8 μs 振蕩時間， 震蕩周期在 8 μs 左右。另，在高電平其實出現過沖及下降震蕩，震蕩周期較小但是震蕩的幅度較大，影響到 管子的關斷和導通。在低速 500 rpm 時，小扭矩時，容易出現輸入 Vds 產生電源電壓騷擾波形，形似正弦波；低速時，隨著扭矩增加，輸入的正常電壓中出現振動騷擾波形，輸出可能會疊加，也可能拉低，如疊加將產生更高的輸出電壓，這將使輸出的 D2 承受更高的沖擊，如相反拉低，將會使得該段時間周期內沒有電壓輸出或很低，將會出現輸出驅動能力不夠，轉速升高，出現振蕩失真，導致該段輸出也出現無正向輸出。通過調整反饋輸出端和芯片 ITH、FREQ 及變壓器 pin 9-10、12-13 的電阻值。

（1）當 Vin = 18 V 時，整流二極管兩端的最大反向電壓達到 102 V，RC 電路的電容耐壓為 100 V，存在風險；

（2）取消調整輸出端的 RC，重新測試，整流二極 管兩端的最大反向電壓達變化小，符合設計要求 Vout 輸出正常，控制器聯調正常，如下波形；

（3）變更前，需要 Vin 大于 14 V 時，Vout 才能穩(wěn)定輸出；變更后，Vin 大于 8 V 時，Vout 就可以穩(wěn)定輸出。通過調整電路參數，電源的輸出功率顯著提高，提供電源的穩(wěn)定，可靠工作范圍。

5 結語

本文通過前面目標參數建立設計分析，并通過拓撲的原理分析，建立電源設計電路的優(yōu)化及變壓器參數關聯設計，通過 Pspice 的建立仿真分析了輸入輸出電壓波形和電流波形得出，基于 LTC1871 的 PWM 設計 IGBT 驅動電源電路滿足設計要求，外圍電路結構簡單，輸出電流能力可靠、電壓穩(wěn)定，波形穩(wěn)定無諧波，電源的利用率得以提升，并通過臺架電路實測，系統(tǒng)設計可靠輸出滿足 IGBT 門極驅動上下橋臂驅動，保障驅動電機控制器功能實現。

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（本文轉自《電子產品世界》雜志2022年6月期）