典型的CMOS RRO等效電路圖如圖39所示。從圖中可以看出，運算放大器的輸出端連接至MOSFET的漏極。這種漏極輸出運算放大器具備一個Zo(同時具有阻性和容性的特點)，要求我們運用某些相對于雙極發(fā)射極跟隨器略有不同的分析技術，如具有雙通道反饋的RISO電路示例。

圖39：典型的CMOS RRO運算放大器拓撲結構。

從圖40中我們可以看出，CMOS RRO參考緩沖電路的外觀與雙極發(fā)射極跟隨器示例中所采用的電路外觀一模一樣。在本應用示例中，我們采用電壓為5V的單電源，對2.5V的參考電路(該電路的電壓值低于輸入電壓范圍的技術規(guī)范[輸入電壓范圍：5V-1.5V=3.5V])進行緩沖。由于為了獲得良好的穩(wěn)定性，在高頻時FB#1和FB#2將提供所需要的反饋，因此，在Vout處，可獲取準確的參考電壓。Riso將使兩條反饋電路單獨運行，互不干擾。

圖40：具有雙通道反饋的RISO：CMOS RRO。

由于在本應用示例中，我們采用的是單電源，因此，我們將運用一些新技巧來獲取如圖41所示的空載Aol曲線。首先，我們需要確保在開展DC工作點分析之后的OPA734輸出信號處于工作的線性區(qū)域。通常來說，由于運算放大器的飽和輸出信號并非處在工作的線性區(qū)域，因此，其未能提供恰當?shù)腁C性能。對于大多數(shù)運算放大器宏模型來說也是如此。在DC狀態(tài)時，LT為短路而CT為開路。OPA734的非反相輸入限制為Vs/2(2.5V)。因此，輸出將為Vs/2(2.5V)。如圖所示的RL接線方式，在運算放大器的輸出端不存在DC負載。RL以及LT為低通濾波器函數(shù)提供了一條AC通道。這樣，在反饋電路中，就可使DC處于短路狀態(tài)而AC處于開路狀態(tài)。務必提請注意的是，在進行AC分析前，SPICE必須開展DC閉環(huán)分析，以找到電路的工作點。另外，RL以及CT為高通濾波器函數(shù)提供了一條AC通道，這樣，使得我們能將DC開路電路和AC短路電路一起并入輸入端。而且，LT和CT按大數(shù)值等級選用，以確保其在各種相關的AC頻率時，電路短路和開路情況下的正常運行。

圖41：Aol測試示意圖：CMOS RRO。

從Tina SPICE仿真測量得出的OPA734 Aol曲線如圖42所示。測得的單位增益帶寬為1.77MHz。

圖42：Aol測試結果：CMOS RRO。

圖43：由Zo、CCO、RCO、CL改變Aol效應的TINA電路。

現(xiàn)在，我們必須測量如圖43所示的Zo(小信號AC開環(huán)輸出阻抗)。該Tina SPICE測試電路將測試空載OPA734的Zo。請注意，由于我們測試的是單電源電路，因此將輸出信號調(diào)整至Vs/2(2.5V)，以確保運算放大器輸出電流的正弦波位于工作的線性區(qū)域。RL以及LT為低通濾波器函數(shù)提供了一條AC通道。這樣，在反饋電路中，就可使DC處于短路狀態(tài)而AC處于開路狀態(tài)。由于RL限定在Vout(2.5V)和Vs/2(2.5V)之間，所以DC工作點在輸出端顯示為2.5V或Vs/2伏，這也就是說，OPA734沒有電流流入或流出。此時，通過運用1Apk AC電流發(fā)生器(我們能夠掃視10mHz至1MHz的AC頻率范圍)，Zo的測量工作能夠輕松完成。最后，得出測量結果Zo=Vout(如果將測量結果的單位從dB轉換為線性或對數(shù)，Vout也就是以歐姆為單位的Zo)。

圖44：Zo、開環(huán)輸出阻抗：CMOS RRO。

從圖44中，我們可以看出，OPA734 Zo是CMOS RRO運算放大器輸出級所獨有的特征。而且，這種輸出級的Ro在高頻時，處于支配地位。同時，Co所呈現(xiàn)出的電容效應在頻率低于92Hz時，處于支配地位。

根據(jù)前面圖表的仿真測試結果，我們在圖45中構建了OPA734的Zo模型。RO直接測得為129歐姆，fz直接測得為92Hz。根據(jù)測得的fz和RO數(shù)值，我們可以輕松地計算出CO的數(shù)值(為13.4uF)。最終完成了如圖所示的Zo模型。

圖45：Zo模型：CMOS RRO。

圖46：Zo外部模型：CMOS RRO。

為了使1/β分析的情況包含在Zo與Riso、CL、CF以及RF之間相互作用的影響結果內(nèi)，我們需將Zo從運算放大器的宏模型中分離出來，以便于弄清楚電路中所需的節(jié)點。這種構思如圖46所示。另外，U1將提供產(chǎn)品說明書的Aol曲線，并從Riso、CL、CF以及RF的各種影響中得到緩沖。

通過如圖47所示的Zo外部模型，我們能夠測量Zo與Riso、CL、RF以及CF之間的相互作用對1/β的影響。RO和CO是我們在前一張圖表中測出的參數(shù)。GM2將U1(OPA734運算放大器宏模型)從Zo外部模型中隔離開來。將GM2設置為1/RO以保持適當?shù)腁ol增益，目的是與最初的OPA734運算放大器宏模型和產(chǎn)品說明書中的Aol相匹配。在SPICE進行AC分析前，其必須開展DC分析。因此，我們需確保擴展后的運算放大器模型，將具備正確的DC工作點而無需使U1達到飽和狀態(tài)。為此，我們在CO至VO之間添加了一條低頻通道。GMO將由RO兩端的電壓控制(該電壓與VOA相匹配)。將GMO設置為1/RL以維持DC狀態(tài)時的綜合增益水平，目的是與最初的OPA734 Aol相匹配。另外，一只低通濾波器由RLP和CLP形成，并設置為0.1*fLOW(fLOW是相關的最低頻率)。將RLP設置為1000*RO，以避免RO上出現(xiàn)負載或相互作用(影響)，最終導致Zo傳輸函數(shù)發(fā)生錯誤。

圖47：Zo外部模型詳圖：CMOS RRO。

首先，我們分析如圖48所示的FB#1。請注意，由于我們只分析FB#1，所以CF可視為處于開路狀態(tài)。接下來，我們將分析FB#2。然后，通過采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的1/β。分析結果如圖48所示，有關的公式推導和具體細節(jié)，請參閱圖49。我們發(fā)現(xiàn)，當fzx=107.49Hz時，F(xiàn)B#1 1/β曲線上出現(xiàn)零點。低頻1/β值為4.5或13dB，并由介于CO和CL之間的電容分壓器確定。如果改變電路以獲得增益，那么低頻1/β值將大于β。

圖48：FB#1分析：CMOS RRO。

圖49：FB#1 1/β公式推導：CMOS RRO。

FB#1β的公式推導如圖49左側所示。由于1/β是β的倒數(shù)，所以FB#1 1/β的計算結果可以輕而易舉的推導出來，具體推導過程，請參閱圖49右側。從圖中我們還發(fā)現(xiàn)，在β推導過程中的pole,fpx變成了1/β推導過程中的zero,fzx。

我們將采用如圖50所示的電路來開展AC分析：通過Tina SPICE，找到FB#1的1/β，OPA177的Aol以及只采用FB#1電路的環(huán)路增益。

圖50：FB#1 AC電路分析：CMOS RRO。